放大轉發(fā)異步協(xié)作通信系統中的差分空時(shí)頻傳輸方案

第43卷第6期西安交通大學(xué)學(xué)報Vol 43 No62009年6月JOURNAL OF XI'AN JIAOTONG UNIVERSITYJun.2009放大轉發(fā)異步協(xié)作通信系統中的差分空時(shí)頻傳輸方案高貞貞,朱世華,徐靜(西安交通大學(xué)電子與信息工程學(xué)院,710049,西安)摘要:針對頻率選擇性信道下的異步協(xié)作分集系統中信道估計復雜度高及中繼傳輸異步問(wèn)題,提出了一種采用放大轉發(fā)協(xié)議的異步差分空時(shí)頻編碼傳輸方案( ADSTE).該方案首先在源節點(diǎn)對數據符號進(jìn)行滿(mǎn)分集旋轉、 Cayley變換及正交頻分復用(OFDM)調制,然后在中繼節點(diǎn)將接收符號放大轉發(fā),構造了一種分布式差分空時(shí)頻編碼,在目的節點(diǎn)未知信道狀態(tài)信息、中繼節點(diǎn)非完全同步的情況下, ADSTF方案能夠同時(shí)獲得空間分集和多徑分集.與采用差分正交空時(shí)分組碼的OFDM傳輸方案相比, ADSTF方案能夠獲得更高的分集.仿真結果表明,與采用BPSK調制的DOSTBC-OFDM方案相比, ADSTF方案僅以0.25b/(s·Hz)的速率損失為代價(jià),就能在誤比特率為10ˉ3時(shí)獲得3dB的信噪比增益關(guān)鍵詞:差分空時(shí)頻編碼; Cayley變換;多徑分集中圖分類(lèi)號;TN929.5文獻標志碼:A文章編號:0253987X(2009)06-006205Differential Space-Time-Frequency Transmission for Amplify-and-ForwardAsynchronous Cooperative communicationsGAO Zhenzhen, ZHU Shihua, XU Jing(School of Electronics and Information Engineering, Xi'an Jiaotong University, Xi an 710049, ChinaAbstract: Focusing on asynchronous cooperative communication systems over frequency-selectivefading channels, a distributed differential space-time-frequency(ADSTF) coding scheme is pro-posed by using the amplify-and-forward protocol. By applying full diversity rotation, Cayleytransformation and OFDM modulation at the source node and then amplifying and forwarding thereceived signal at the relays, a AdStF code is constructed. The proposed scheme can achieveboth spatial and multi-path diversities without either perfect synchronization at the relays or anyinstantaneous channel state information at the destination node. Compared with the differentialOSTBC OFDM transmission, the adstf transmission scheme can obtain higher transmit diver-sity. Simulation results show that the AdStf scheme outperforms the differential OSTBOOFDM scheme with BPSK modulation by 3 db at bit-error-rate of 10-3 with only a rate loss of0.25b/(s·Hz)Keywords: differential space-time-frequency coding: Cayley transformation; multi-path diversity近年來(lái)協(xié)作分集作為一種新的分集技術(shù)得到系統的更加復雜5.文獻[5]研究了接收端未知信道了快速發(fā)展12.目前已有的協(xié)作傳輸方案大多假設狀態(tài)信息的協(xié)作傳輸方案設計,但它是以同步傳輸接收端已知完整信道狀態(tài)信息34,然而信道估計通為前提條件實(shí)際上協(xié)作分集是通過(guò)不同終端上的常很復雜協(xié)作傳輸又包括廣播和中繼2個(gè)階段,使天線(xiàn)來(lái)提供的,而每個(gè)終端都有自己的本地振蕩器得協(xié)作分集系統所面臨的信道估計比傳統MMO所以需要很大的系統開(kāi)銷(xiāo)以消除中繼間的同步問(wèn)收稿日期:2008-10-20.作者簡(jiǎn)介:高貞貞(1982-),女,博士生;朱世華(聯(lián)系人),男教授博士生導師基金項目國家自然科學(xué)基金資助項目(60372055);教育部高等學(xué)校博土學(xué)科點(diǎn)專(zhuān)項科研基金資助項日(200306989027)第6期高貞貞,等:放大轉發(fā)異步協(xié)作通信系統中的差分空時(shí)頻傳輸方案題.文獻[6-7]雖然考慮了協(xié)作通信的異步特性,節點(diǎn)的異步問(wèn)題要求CP長(cháng)度Le>max(L1,L2+但是要求目的節點(diǎn)必須知道完整的信道狀態(tài)信息,max(r1,r2)).在階段2,中繼節點(diǎn)只對接收數據進(jìn)并且需要中繼節點(diǎn)進(jìn)行復雜的譯碼操作行簡(jiǎn)單操作后放大轉發(fā)因為CP足夠長(cháng),因此仍然本文為頻率選擇性信道下的異步協(xié)作通信系統能保持各個(gè)子載波之間的正交性把時(shí)間上的不確設計了一種放大轉發(fā)分布式差分空時(shí)頻編碼(AD定性時(shí)延轉化成頻域的相移頻域信道可寫(xiě)成H。STF)方案 ADSTF方案通過(guò)在源節點(diǎn)對數據符號=F1h,HRD= F2i hrD,i=1,2,其中F1=分組降低了編解碼的復雜度,同時(shí)通過(guò)滿(mǎn)分集旋[0M,∫DM,…,門(mén)],F2轉、 Cayley變換及OFDM調制構造了滿(mǎn)分集的差[∫+「,…,∫向)是傅里葉變換矩分空時(shí)頻碼.理論分析和仿真結果表明,本文方案能陣,∫=[1,eN,…,e點(diǎn)-1N丁,N是子載波夠同時(shí)獲得空間分集和多徑分集個(gè)數,T為一個(gè)OFDM符號持續時(shí)間1系統模型在第n次協(xié)作傳輸的階段1,源節點(diǎn)將處理后的2個(gè)OFDM符號先后發(fā)送出去,發(fā)射功率為P1設協(xié)作通信系統中每個(gè)節點(diǎn)只有一個(gè)天線(xiàn),且則2個(gè)中繼節點(diǎn)接收到的信號頻域表達式為不能同時(shí)進(jìn)行收發(fā)源節點(diǎn)S和目的節點(diǎn)D之間沒(méi)有直接傳播路徑.n、r2是中繼節點(diǎn)R1、R2的定時(shí)y?= PiHsR.+誤差且均為符號的整數倍每次協(xié)作通信過(guò)程包括廣播階段(階段1)和中繼階段(階段2),中繼階段y=P1"x"·Hs3,+w采用放大轉發(fā)協(xié)議,系統模型如圖1所示y2)=Pl/ s(m). Hs.+w22式中:x”、x2”分別是2個(gè)OFDM符號的頻域表示w),i=1,2,j=1,2是0均值方差di=1的復高斯白噪聲在階段2,R1、R2按照表1對接收信號進(jìn)行處理,并將處理后的OFDM符號向目的節點(diǎn)轉發(fā),發(fā)送功率為P2,為了表述簡(jiǎn)潔,在目的節點(diǎn)將接收信圖1異步協(xié)作通信系統模型號用=(1+11點(diǎn)D0)歸一化這樣不會(huì )影響接收信噪比),接收頻域信號為在第n次傳輸中,源節點(diǎn)S到中繼節點(diǎn)R1、Ry=y2(x·H1-x·H2)及R1、R2到目的節點(diǎn)D的信道沖激響應分(3)y=y12(x2·H1+x·H2)則為()8鍋(D0(一的()和h()式中,71+P+P2b(Dh3(D)o(r-pm(D),=1,2,其中L1、L2分別是H:H2=H2D·2;等效噪聲w"、w是0均到中繼、中繼到D的信道多徑個(gè)數,”()、值、方差嗎=1的復高斯白噪聲U(D)分別表示S到R1、R2的第l徑時(shí)延,A"(D)、p(1)分別表示R1、R2到D的第l徑時(shí)延h(l)、表1中繼節點(diǎn)的處理h(1)分別表示S到R及R到D的第l徑信道衰中繼第1個(gè)符號間隔第2個(gè)符號間隔落系數均服從0均值方差、分別為∞12、022.的復高節點(diǎn)發(fā)送的中繼信號發(fā)送的中繼信號斯分布假設各節點(diǎn)之間的信道及信道中的各徑是不相關(guān)的,且相鄰2次傳輸信道保持不變,可以忽略R(p+1)P(PB1)堆信道上標,定義信道系數向量[h,(1),h(2)…h(huán),(L1)R2hrD=[hRD(1),hRD(2),",hRD(L2)]T在階段1,S對符號處理并發(fā)送,為了克服中繼西安交通大學(xué)學(xué)報第43卷2分布式差分空時(shí)頻碼的構造且x"(6)≈x(k)-x2(k)x2)(k;)x1(m(k)其中x”(k,),x”(k,)分別表示式(3)中發(fā)送符號向假設在第n次傳輸中,源節點(diǎn)有3N個(gè)待發(fā)送量x"),x”的第k個(gè)符號,其他N-1組待發(fā)送符信息符號s",它們都取自幅度調制(PAM的星座,號可按相同過(guò)程構造S={±1,士3,…,±(2-1)},K是每個(gè)符號的比由前述構造過(guò)程可見(jiàn),在整個(gè)傳輸過(guò)程中,發(fā)射特數為了降低編解碼的復雜度,將3N長(cháng)的信息3N個(gè)信息符號共用了4個(gè)OFDM符號周期因此符號分成6=下組其中是復雜度分集因子為本文方案的速率為3/4b(s·H),而現有文獻的整數第g組符號表示為sx)=[s"(3(g-1)r+傳輸速率一般為1/2b/(s·H2).對于所提的差分1),s”(3(g-1)r+2),…,sm)(3gP],g=1,2,…,空時(shí)頻碼的譯碼,可以直接采用文獻[9中給出的線(xiàn)e由于這N組信息符號是相互獨立的因此,下文性ML譯碼中只考慮第g組符號的編碼構造當中繼個(gè)數M>2時(shí),可采用分簇的方法直將第g組符號分成3組并進(jìn)行滿(mǎn)分集旋轉接將本文方案應用到多中繼系統,即把所有中繼分zgn}=以Mi=1,2,3(4)成兩簇,第1簇作為R1,第2簇作為R2,每簇進(jìn)行相式中:u如=[sm(3(g-1)r+(i-1)r+1),同操作因而簡(jiǎn)單易行s"(3-1)+(i-1)+P),=1,2,3M是rx3成對錯誤概率及分集增益的分析r的滿(mǎn)分集旋轉矩陣.令c=x如,c=xkzx3,并構造如下等效碼字下面分析前節構造碼字的成對錯誤概率及分集C(1)增益因為Yx=V"X""H2+Wx”=vYk"C(r)V"wx-"+w",w"是酉矩陣,所以噪聲項其c(i)=/c2:()(i=1,2,…,vW-")與W”具有相同方差,這樣等效噪聲2"(i)-cg(v"KW""+W”的方差就加倍了.以Y”"為F顯然C"是個(gè) Hermitian矩陣,因此通過(guò) Cayley條件的成對錯誤概率(PEFP)的 Chernoff界為變換可由C得到酉矩陣v=(I+C)1(IxC)設織"是任意不同于的信息符號,二者vwy")≤cp(d(vin, v(m)經(jīng)過(guò)式(4)的滿(mǎn)分集旋轉,不難證明旋轉后的符號構成的碼字Cm和C滿(mǎn)足|der(cn-Cn)≠0,即C"是滿(mǎn)分集的根據文獻[9]中引理3可知v"也式中d(v",v")=Y""CYx",C=(w"一是滿(mǎn)分集的v)"(v-V).在中或高信噪比的假設下有相應地將差分傳輸的第g個(gè)待發(fā)送符號塊表示為X,則目的節點(diǎn)接收到的第g組符號表示為Yx=XD,,那么d(v",V")=hYx)=XH4+Wx”,其中Y=[y"(k1),y"(k),xm-cXk-1Hk,代人式(5),根據附錄A的推導,y"(kr),y2”(kr),H=y[H1(k),H2(k1),可得當lgy<1,最終的PEP上界為P≤H()],B1()于,W"=[w9(4),(),Gy2-(曾),其中Lm=mn(L…,L),G=W(),購(體待發(fā)送符號塊X由下式(a3)-.因此本文方案獲得的分集為2m迭代產(chǎn)生v"X1)n≥1(L,L)(1-1g)還依賴(lài)于系統總功率的大小2rx2r n0當n≥1時(shí)當y足夠大(p11)時(shí),本文方案能同時(shí)獲得Xm(k1)空間分集和多徑分集,且所能獲得的多徑分集受限于源到中繼、中繼到目的節點(diǎn)多徑個(gè)數的較小者,即X(kr)2min(Li, Li)高貞貞等:放大轉發(fā)異步協(xié)作通信系統中的差分空時(shí)頻傳輸方案654仿真實(shí)驗與結果--F=1仿真中假設子載波數N=64,中繼個(gè)數M=2,延時(shí)r、z2服從均勻分布且在[0,3]中隨機選取,多徑信道具有功率延遲譜[1/2,1/2],兩徑位置為[011],CP長(cháng)度取為16,信息符號取自S={±1}.設PI系統總功率為P功率分配為P1P,P:=M當P=2時(shí),不同多徑個(gè)數對系統性能的影響P,g2/dB如圖2所示假設中繼到目的節點(diǎn)的多徑個(gè)數L2=2源到中繼的多徑個(gè)數為L(cháng)1從圖2中可以看出圖3不同r取值對系統性能的影響當L1=2時(shí)的分集階數比L1=1的大,并且所獲得的分集階數受限于兩段路徑中較小的多徑個(gè)數,與在誤比特率小于102時(shí),本文方案的優(yōu)勢是明顯本文的理論分析相吻合.交換L1、L2的值會(huì )產(chǎn)生的采用BPSK的差分 OSTBC在誤比特率較高的相同的實(shí)驗結果時(shí)候比本文方案的性能要好,但是當誤比特率小于10-3時(shí),本文方案的性能更優(yōu),并有更高的比特M=2,L11,L22速率-+ M-2, L1"Lr"2BPSK-OFDM, 0.5 b/(sHz)OFDM,1.0b/(3H2)ADSTE10P,-a2/dB圖2不同多徑個(gè)數對系統性能的彩響P,,/dB假定L1=L2=2,r取不同值時(shí)對系統性能的圖42種方案的比較影響如圖3所示從圖3中可以明顯看出r=2時(shí)的分集階數比r=1時(shí)的大,這是因為在信噪比很高5結束語(yǔ)時(shí),F=2保證了能夠獲得的最大分集2min(L1,L2)=4,而r=1只能獲得2r=2階分集.事實(shí)上,r的本文為頻率選擇性信道下的異步協(xié)作通信系統提出了一種新的差分空時(shí)頻傳輸方案( ADSTE),并取值是分集和復雜度的折中.當r取值太小,不能獲得最大分集階數,但是具有較低的譯碼復雜度.當對 ADSTF方案的性能進(jìn)行了理論分析. ADSTF方案采用簡(jiǎn)單的中繼操作,不需要中繼節點(diǎn)完全同步,r的值很大時(shí)能夠保證最大分集階數但ML譯碼省去了目的節點(diǎn)復雜的信道估計能夠同時(shí)獲得空復雜度隨r增大而指數增長(cháng)由附錄分析可知取r間分集和多徑分集,所獲得的多徑分集由源到中繼、min(L1,L2)能夠在保證分集階數的前提下獲得中繼到目的節點(diǎn)多徑個(gè)數的較小者決定.相比于其最低的譯碼復雜度他協(xié)作傳輸方案, ADSTF方案還能獲得更高的符將采用差分 OSTBC的OFDM傳輸方案號傳輸速率,( DOSTBC-OFDM)與本文方案進(jìn)行了比較,結果見(jiàn)圖4從圖4可以看到,本文方案有更大的分集因參考文獻:為差分 OSTBC的OFDM不能獲得多徑分集雖然[1] LANEMANJN, TSEDNO, WORNELL G W.Co本文方案比采用QPSK的差分 OSTBC的比特速率operative diversity in wireless networks: effective pro低了0.25b/(s·Hz),但具有較好的性能,特別是tocols and outage behavior [J]. IEEE Trans Inf Theo-66西安交通大學(xué)學(xué)報第43卷ry,2004,50(12):30623080[6] LI Yabo, XIA Xianggen. A family of distributed[2]殷勤業(yè)張瑩,丁樂(lè ),等協(xié)作分集:一種新的空域分集space-time trellis codes with asynchronous cooperative技術(shù)[].西安交通大學(xué)學(xué)報,2005,39(8):551-557diversity [J]. IEEE Trans Commun, 2007, 55(4)YIN Qinye ZHANG Ying, DING Le, et al. Cooperation diversity: a new spatial diversity technique [J]. [7] LI Yabo, ZHANG Wei, XIA Xianggen. 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