一種1 2 4分布式空時(shí)編碼異步協(xié)作方案

傳輸與接收RANSMITTING RECEIVING【本文獻倌息】陳建青,葛利嘉鄭鶴,等,一種1×2×4分布式空時(shí)編碼異步協(xié)作方案[].電視技術(shù),2013,37(9)種1×2×4分布式空時(shí)編碼異步協(xié)作方案陳建青,葛利嘉,鄭鶴,雙濤(重慶通信學(xué)院應急通信重慶市重點(diǎn)實(shí)驗室,重慶40005【摘要】協(xié)作分集技術(shù)可以有效提高移動(dòng)通信系統的容量和可靠性。針對時(shí)間異步的協(xié)作通信系統提出一種基于分布式Alamouti STBC的1×2x4異步協(xié)作方案。對這種方案進(jìn)行理論分析和算法推導,并且重新定義了中繼節點(diǎn)歸一化后的發(fā)射信號幅度。仿真結果表明,該方案的誤比特率性能具有明顯優(yōu)勢,能在時(shí)間異步的協(xié)作通信系統中很好地發(fā)揮多天線(xiàn)接收性能?！娟P(guān)鍵詞】異步協(xié)作;多天線(xiàn);正交頻分復用;分布式 Alamouti空時(shí)編碼【中圖分類(lèi)號】TN92【文獻標志碼】A1 x2 4 Distributed STBC Asynchronous Cooperative SchemeCHEN Jianqing, GE Lijia, ZHENG He, SHUANG Taochongging Key Laboratory of Emergency Communication, Chongging CommuAbstract] The cooperative diversity technique can efficiently improve coverage and reliability of mobile communication systems. In this paper, a 1x2 x4 time asynchronous cooperative scheme based on distributed Alamouti STBC is proposed. The theory analysis and algorithm derivation of the schemeare provided. In addition, the normalized range of transmitting signal at relay nodes is redefined. The simulation results demonstrate that the proposedscheme has better bit error rate( BER)performance and realizes multiple antennas receiving perforin time asynchronotion systemI Key words] asynchronous cooperative; multiple antennas; OFDM; distributed Alamouti space time block coding在無(wú)線(xiàn)通信系統中,多輸入多輸出( Multiple Input文獻[l-14]從時(shí)域的角度提出了幾種不需要時(shí)間同步Multiple Output,MMo)技術(shù)能有效克服信道衰落提高的DsTC。文獻[15-17]從頻域的角度應用OFDM技術(shù)信道容量和頻譜利用率。協(xié)作分集( Cooperative Diversi-來(lái)克服時(shí)間異步和避免符號間干擾(nter- Symbol Interfer-y)技術(shù)2-3則利用中繼信道,通過(guò)分布式傳輸和信號處ence,sn)。其中,文獻[2-13]采用了經(jīng)典的分布式時(shí)理,構成虛擬MMO系統。1998年, Sendonaris等首次提間反轉空時(shí)塊碼( Distributed Time Reversal Space-Time出了協(xié)作分集的概念,之后又研究了協(xié)作分集技術(shù)在 CD- Block Codes,D-TR-SIBC)來(lái)克服時(shí)間異步,然而當協(xié)作MA系統中的具體應用4; Laneman等進(jìn)一步歸納了協(xié)節點(diǎn)數量較多時(shí),受限于碼字矩陣的正交性傳輸速率會(huì )作分集的基本策略給出了中斷概率性能6;后來(lái)Lane變得很低。文獻[15-21]將更為簡(jiǎn)單的 Alamouti STBCman和 Barbarossa等又將分布式空時(shí)編碼( Distribu應用到協(xié)作節點(diǎn),不僅保證了傳輸速率,而且實(shí)現了全分Space- Time Coding,Dsr)引人協(xié)作分集技術(shù)1。這些集( full diversity)其中,文獻[15]采用1×2×1的模型,文獻都假設系統中的協(xié)作節點(diǎn)是精確同步的。然而,實(shí)際即發(fā)射和接收均為單天線(xiàn),而中繼為2根天線(xiàn)(每個(gè)中繼系統中協(xié)作節點(diǎn)通常不規則地分散在不同地點(diǎn),各自的晶節點(diǎn)是單天線(xiàn),共有兩個(gè)節點(diǎn)參與中繼),只需要對中繼振也不同,很難實(shí)現時(shí)間和頻率的精確同步。而異步傳輸信號進(jìn)行簡(jiǎn)單構造,就能保證分布式 Alamouti STBC在異會(huì )使正交DST℃碼字結構受到破壞,嚴重影響系統性能。步情況下也能滿(mǎn)足正交性要求。該方案實(shí)現簡(jiǎn)便,性能優(yōu)近年來(lái),基于DSIC異步的協(xié)作技術(shù)引起了廣泛研良,受到廣泛重視究0-m。文獻[10對近幾年單向傳輸(one-way)和雙向為了進(jìn)一步提高異步協(xié)作的性能,同時(shí)也考慮到系傳輸(two-way)協(xié)作通信中時(shí)間異步( time asynchronous)統的可實(shí)現性,本文將文獻[5]的1×2×1模型擴展為目和頻率異步( frequency asynchronous)的解決方案進(jìn)行了的節點(diǎn)配置4根天線(xiàn)的1×2x4模型,并且重新定義了中綜述指出時(shí)間異步和頻率異步都可以用時(shí)域和頻域的方繼節點(diǎn)歸一化后的發(fā)射信號幅度,對中繼節點(diǎn)的編碼進(jìn)行法加以克服;針對單向傳輸協(xié)作通信中時(shí)間異步的問(wèn)題。了改進(jìn)。通過(guò)算法的理論推導和性能仿真表明該方案能基金項目國家自然科學(xué)基金項目(61271251);重慶市科技攻關(guān)計劃項目(CSTC,2011AB204;重慶市科委重點(diǎn)實(shí)驗室專(zhuān)項;重慶郵電大學(xué)移動(dòng)通信技術(shù)重點(diǎn)實(shí)驗室開(kāi)放研究基金項目視重傳輸與接收RANSMITTING RECEIVINGted,m浮inri在時(shí)間異步的協(xié)作通信系統中更好地發(fā)揮多天線(xiàn)接收的組符號X2進(jìn)行N點(diǎn)的IDT調制,對第2組符號x進(jìn)性能優(yōu)勢。行N點(diǎn)的FT調制然后給調制后的符號加上循環(huán)前綴異步協(xié)作中繼方案CP。假設CP的長(cháng)度為l,每組OFDM符號的長(cháng)度變?yōu)長(cháng)=N+laol的要求是不小于源節點(diǎn)到中繼節點(diǎn)的最本文提出的系統模型如圖1所示。假設系統工作在大相對時(shí)延( relative timing error),即l≥T。為討論方半雙工模式,信道狀態(tài)信息( Channel State Information,便,將構造完成的一幀發(fā)射符號記為[x1,X2]。源節點(diǎn)CS)對接收端已知,各個(gè)節點(diǎn)間的信道均為獨立同分布的一個(gè)發(fā)射周期分為2個(gè)時(shí)刻第1時(shí)刻發(fā)送X,第2的瑞利平坦衰落信道。時(shí)刻發(fā)送X2。,Z1.2中繼節點(diǎn)構造對于中繼節點(diǎn)R(i=1,2),接收到的2組連續的中繼節點(diǎn)OFDM符號可以表示為(2),Y12,22Ya= X,hsR,+va(1)2(DYa x,hsR +va(2)Xr式中:va,"a分別表示中繼節點(diǎn)R2接收到第12組符號時(shí)的噪聲。hsr, s(: ),-y:'中繼節點(diǎn)采用分布式通常源節點(diǎn)Z3amout STBC[22AD這種方式需要精確的時(shí)間同步。然而,上面1.1節的源播階段節點(diǎn)構造和下文采用的時(shí)間反轉處理,使得分布式中繼節點(diǎn)Alamouti STBC的異步應用成為可能。D文獻[15]中假設噪聲的方差為1,而且沒(méi)有考慮源多址階段節點(diǎn)到中繼節點(diǎn)的功率損耗,為了更具一般性,本文對其進(jìn)行了改進(jìn),具體編碼方案如表1所示。目的節點(diǎn)表1中繼節點(diǎn)處的分布式 Alamouti STBC圖1系統模型中繼節點(diǎn)第1時(shí)刻第2時(shí)刻圖1中,S表示源節點(diǎn),R1和R2表示2個(gè)中繼節點(diǎn),Yu(Y12)D~D4分別表示目的節點(diǎn)的4根天線(xiàn)。X(j=1,2)表示RBY aR(Y2)源節點(diǎn)處按時(shí)間先后連續發(fā)射的兩組符號,Y表示第i個(gè)表1中(·)代表求復數共軛;(·)代表信號的時(shí)間中繼節點(diǎn)的第j組接收符號,乙表示目的節點(diǎn)第根天線(xiàn)反轉( time- revers)例如,《(xn)4么-n),n=的第j組接收符號。hm和8m0分別為源節點(diǎn)到中繼節點(diǎn)中0,1,…,D-1,(F(L)YO)。a=繼節點(diǎn)到目的節點(diǎn)的信道衰落系數,統計獨立且服從零均IiHsN值、單位方差的循環(huán)對稱(chēng)復高斯分布。v,分別表示第iB分別表示中繼節點(diǎn)R1,R2歸一化個(gè)中繼節點(diǎn)和目的節點(diǎn)接收第j組符號時(shí)的信道噪聲,統計No獨立且服從均值為0、方差為M的循環(huán)對稱(chēng)復高斯分布。后的發(fā)送信號幅度以保證中繼節點(diǎn)以P2的功率發(fā)送數信號傳輸經(jīng)歷兩個(gè)階段:廣播階段源節點(diǎn)以廣播的形式將據到目的節點(diǎn)。其中,P1,P2分別為源節點(diǎn)和中繼節信號發(fā)送到中繼節點(diǎn);多址階段,中繼節點(diǎn)組成分布式協(xié)作點(diǎn)的發(fā)送功率,N為噪聲v,va的方差。另外,值得注多天線(xiàn)發(fā)射端將信號發(fā)送到配置多天線(xiàn)的目的節點(diǎn)。意的是,中繼節點(diǎn)R2中的兩組OFDM符號進(jìn)行了位置互1.1源節點(diǎn)構造換,這說(shuō)明中繼節點(diǎn)R2在收到Y2后,還要繼續等待在接在源節點(diǎn)信息比特首先被調制為復數符號x然后把收到Y2后,再進(jìn)行構造和發(fā)送。N個(gè)復數符號用OEDM調制到N個(gè)子載波中。源節點(diǎn)中的13目的節點(diǎn)構造第i組OFDM符號可以表示為X=[x1(1),x(2)…,目的節點(diǎn)接收天線(xiàn)D4,讠=1,2,3,4,在第1時(shí)刻和x(N],用X和xn兩組符號構成一幀數據。對第1第2時(shí)刻接收到的兩組符號分別表示為傳輸與接收RANSMITTING RECEIVING電獨idre Engineeringzn= allaRD+B(-Y2)gRD∫'+wa(3)式(8)可以得到從源節點(diǎn)到目的節點(diǎn)第i根天線(xiàn)za=ag(Y1)gD+R(Yn)gDf'+w2(4)整個(gè)收發(fā)過(guò)程的矩陣表達式為式中:f=[1,em,…,em)]是時(shí)延函數在頻z i lr+n域的表達式;wa,wa分別表示D1接收到2組符號時(shí)式中;z,∈C表示目的節點(diǎn)第i根天線(xiàn)接收到的信號向的噪聲。量;L2∈C表示從源節點(diǎn)到目的節點(diǎn)第i根天線(xiàn)的信道當D接收到信號以后,首先要去掉OFDM符號的矩陣;x∈C表示源節點(diǎn)發(fā)送的信號向量;n2∈C2表CP。對于第1組OFDM符號,直接去掉CP即可。而第2示目的節點(diǎn)第讠根天線(xiàn)接收到的復加性高斯白噪聲向量。組OFDM符號在中繼節點(diǎn)中進(jìn)行時(shí)間反轉,(Y(n))▲同樣可以得到整個(gè)系統信號模型的矩陣表達式為Y(L-n),n=0,1,…,L-1。所以,為了還原時(shí)間反轉Lr +n(10)后的信號在去掉CP后還要將長(cháng)度為N的OFDM符號末式中:z=[z1z2z3z∈C表示目的節點(diǎn)所有天線(xiàn)端的l位移到該符號的前端。接著(zhù)將2組OFDM符號接收到的信號向量;L=[L1L2L2L4]∈C表示源節點(diǎn)進(jìn)行N點(diǎn)的FT調制。上文提到,由于時(shí)延的原因,目的節點(diǎn)接收到來(lái)自中繼節點(diǎn)R2的信號將會(huì )比來(lái)自中繼節點(diǎn)到目的節點(diǎn)的信道矩陣;n=[n1n2n2n,]∈C表示B的符號晚時(shí)延r。不過(guò)由于l>r,所以OFDM的子目的節點(diǎn)接收到的復加性高斯白噪聲向量。目的節點(diǎn)可載波仍然能夠正交。這樣一來(lái)各天線(xiàn)可以得到完整的以采用最大似然檢測算法進(jìn)行檢測幀數據[Zn,za2],讠=1,2,3,4。將式(1)(2)帶入式(3)x= arg min z-Lx4),可以得到信號從源節點(diǎn)到目的節點(diǎn)第i根天線(xiàn)整個(gè)式中:表示發(fā)端采取的星座調制中所有發(fā)送符號的星過(guò)程的表達式為座集合。Za =[dFt(IdFt(X,))ahsR gR1.4功率分配DFT(-(DFT(X2))")of Bh R, gRD.+目前常用的功率分配方式有兩種,一種是平均分配+N2°fBgR](5)源節點(diǎn)和中繼節點(diǎn)的功率;另一種是源節點(diǎn)占總功率的1/2,其余中繼節點(diǎn)平均分配剩下的1/2功率。文獻[15Z2 =[DFT((DFT(X2)))ahsR.R D采用了第2種功率分配方式,本文繼續沿用這種方法。DFT(((IDFT(X1))))°∫ BhsR gRI+PI=JP,=P(12)∫Bg]式中表示 Hadamard0乘積;N為高斯白噪聲v的DFr式中:J表示中繼節點(diǎn)的個(gè)數;P表示整個(gè)方案的總發(fā)送功率變換?？紤]到(DFT(X)=IDFT(x),(IDFT(X))=2性能仿真DFT(X), DFT(S(DFT(X)))=IDFT((DFT(X)),eh本節通過(guò) MATLAB仿真,對提出方案的性能進(jìn)行仿式(5)和式(6)可以構成k(1≤k≤N)個(gè)子載波上的Alamouti空時(shí)編碼結構為真分析。具體仿真參數如表2所示。表2系統仿真參數Za(k)1(k)-x(k)數文獻[5]中參數值本文方案中參數值Z2(k)Lx2(k)*(k)ILfBhSR, RD子載波個(gè)數NNI(k)agR D,+N2(h)fiBBRD, +wa(k)循環(huán)前綴(CP)長(cháng)度N,2(k)ag D,+N2(k)fiBBRD, +wa(k)/(7)時(shí)延r0-15之間的隨機數0-63之間的隨機數式中:f=exp-2π(k-1)r/N}。幀數對式(7)進(jìn)行等價(jià)變換可得調制方式BPSKBPSK/QPSK/16QAMZa(k)1[ahsa,81R, D -fiBhsR grp1[ *,(k)噪聲功率N。Z: (k)I Lf1BhSR. BRLD: ahsi圖2給出了目的節點(diǎn)配置不同接收天線(xiàn)數目時(shí)的誤(MM(k)agRD,+ N2(h)fiBBRD比特率(BER)性能仿真曲線(xiàn)。從表2中可以看出,本文將(Na(og+N2(M)·+n()/(8)OPDM調制的子載波數增加到26個(gè)因此可以容忍的時(shí)延最大可以達到63,并且考慮了源節點(diǎn)采用QPSK和傳輸與接收咖視RANSMITTING& RECEIVING16QAM調制的情況。從圖2中可以看出:目的節點(diǎn)配置用的應急通信系統。本文對這種方案進(jìn)行了理論分析和算的接收天線(xiàn)越多其BER性能也越好。當信噪比為25dB法推導采用時(shí)間反轉,對中繼節點(diǎn)編碼進(jìn)行了改進(jìn)重新時(shí),本方案的BER性能已接近106。而且隨著(zhù)信噪比的定義了中繼節點(diǎn)歸一化后的發(fā)射信號幅度,最后對目的節增加,多天線(xiàn)接收的性能優(yōu)勢也更為明顯。當BER=102點(diǎn)配置不同天線(xiàn)數目時(shí)的誤比特率性能進(jìn)行仿真分析,結時(shí),1×2×1方案和1×2×4方案的性能大約差8dB,當果表明該方案的誤比特率性能具有明顯優(yōu)勢,能在時(shí)間異BER=10“時(shí)兩種方案的性能差距達到了12dB,充分證步的協(xié)作通信系統中很好地發(fā)揮多天線(xiàn)接收性能。明了本方案能夠在時(shí)間異步的情況下,實(shí)現多天線(xiàn)接收性能。圖3給出了本方案分別采用BPSK,QPSK,16QAM調參考文獻:制時(shí)的誤符號率(SER)性能仿真曲線(xiàn)。性能從高到低依[1] TELATAR E. Capacity of multi- antenna Gaussian channels[]. Europe-次為BPK,QPSK,QFSK,16QAM,性能相差越2~3dB。an Trans. Telecommunicaitons, 1999, 10(6): 585-595因為在信號平均功率相同的條件下,相鄰星座點(diǎn)之間的最[2] COVER T, GAMAL A E. Capacity theorems for the relay channel [J]IEEE Trans. Information Theory, 1979, 25(5): 572-58小距離越大,抗噪聲干擾能力越強誤判的可能性也越小。[3] NICHOLAS J N, WORNELL G W, TSE DNC. An efficient protocol forrealizing cooperative diversity in wireless networks[ C]//Proc. IEEE In-temational Symposium on Information Theor. [S. 1.]: IEEE Press2001:294[4]SENDONARIS A, ERKIP E, AAZHANG B. Increasing uplink capacityvia user cooperation diversity[ C]//Proc. IEEE Intemational Symposiumon Information Theory. Cambridge, MA: IEEE Press, 1998: 156.[5] SENDONARIS A, ERKIP E, AAZHANG B. User cooperative diversity-partnalysis[ J]. IEEE Trans. Communications, 2003, 51(11): 1927-1948.10[6] NICHOLAS J N, WORNELL G W. Cooperative diversity in510152025SNR/dBworks: efficient protocols and outage behavior[J ]. IEEE Trans. Informa圖2目的節點(diǎn)配置不同天線(xiàn)數目時(shí)的BER曲線(xiàn)[7] NICHOLAS J N, WORNELL G W. Distributed space-time coded proto-cols for exploiting cooperative diversity in wireless networks[J]. IEEETrans. 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Combating synchronization er的源節點(diǎn)和中繼節點(diǎn)都是單天線(xiàn),而目的節點(diǎn)配置4根天ative relays[ C ]//Proc. IEEE Intemational Conference on A線(xiàn)。這種模型具有實(shí)際應用意義,例如,源節點(diǎn)和中繼節點(diǎn)coustics, Speech and Signal Processing. [S. 1.]: IEEE Press, 2005都可以是單兵背負通信節點(diǎn),而具有4根天線(xiàn)的目的節點(diǎn)369-372.可以作為車(chē)載終端,從而構成一個(gè)能在復雜地理環(huán)境下應(下轉第179頁(yè))傳輸與接收電獯重RANSMITTING RECEIVINGid。, ngineering到了有效的抑制,而且使各子載波具備了更高的相[5]劉晨王森章直接數字頻率合成器的設計及FGA實(shí)現[J.微電位精度,因此最佳相位的多載波QAM輸出信號在載噪子學(xué)與計算機,2004(5):63-65比帶外抑制比調制誤差度等所有測試指標上都得到61 WANG C-C(,:HHC, R. A ROM-less direct digital frequency了明顯的改善。synthesizer by using trigonometric quadruple angle formula[ C]//Proc.9th Intemational Conference on Electronics, Circuits and Systems. [S.表2兩種多載波QAM的測試指標1.]: IEEE Press,2002:65-68調制方式噪比如帶外抑比調誤差度細[7] ASHRAFI A, PAN Z, ADHAMI R, et al. A novel ROM-less direct digitalfrequency synthesizer based on Chebyshev polynomial interpolation[C]//傳統多載波QAM41.54.0Proc. 36th Southeastem Symposium on System Theory. 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